Filter Express VI Especifica os seguintes tipos de filtros para usar: lowpass, highpass, bandpass, striptop ou suavização. O padrão é Lowpass. Contém as seguintes opções: Freqüência de corte (Hz) 8212 Especifica a freqüência de corte do filtro. Esta opção está disponível somente quando você seleciona Lowpass ou Highpass no menu suspenso Tipo de filtragem. O padrão é 100. Baixa freqüência de corte (Hz) 8212 Especifica a baixa freqüência de corte do filtro. A baixa freqüência de corte (Hz) deve ser inferior à alta freqüência de corte (Hz) e observar o critério de Nyquist. O padrão é 100. Esta opção está disponível somente quando você seleciona Bandpass ou Bandstop no menu suspenso Tipo de filtragem. Alta freqüência de corte (Hz) 8212 Especifica a alta freqüência de corte do filtro. A alta freqüência de corte (Hz) deve ser maior que a baixa freqüência de corte (Hz) e observar o critério de Nyquist. O padrão é 400. Esta opção está disponível somente quando você seleciona Bandpass ou Bandstop no menu suspenso Tipo de filtragem. Filtro de resposta de impulso finito (FIR) 8212Creado um filtro FIR. Que depende apenas das entradas atuais e passadas. Como o filtro não depende das saídas passadas, a resposta ao impulso decai para zero em uma quantidade limitada de tempo. Como os filtros FIR retornam uma resposta de fase linear, use filtros FIR para aplicativos que requerem respostas de fase linear. Torneiras 8212 Especifica o número total de coeficientes de FIR, que deve ser maior que zero. O padrão é 29. Esta opção está disponível somente quando você seleciona a opção de filtro de resposta de impulso finito (FIR). Aumentar o valor de Taps faz com que a transição entre o passband e o stopband se torne mais íngreme. No entanto, à medida que o valor de Taps aumenta, a velocidade de processamento torna-se mais lenta. Filtro infinito de resposta ao impulso (IIR) 8212Creado um filtro IIR que é um filtro digital com respostas de impulso que, teoricamente, podem ter duração ou duração infinitas. Topologia 8212Determina o tipo de projeto do filtro. Você pode criar um projeto de filtro Butterworth, Chebyshev, Inverse Chebyshev, Elliptic ou Bessel. Esta opção está disponível somente quando você seleciona a opção de filtro de resposta de impulso infinito (IIR). O padrão é Butterworth. Ordem 8212Order do filtro IIR, que deve ser maior que zero. Esta opção está disponível somente quando você seleciona a opção de filtro de resposta de impulso infinito (IIR). O padrão é 3. Aumentar o valor da Ordem faz com que a transição entre a banda passante e a faixa de parada se torne mais íngreme. No entanto, à medida que o valor da Ordem aumenta, a velocidade de processamento torna-se mais lenta e o número de pontos distorcidos no início do sinal aumenta. Métodos de migração direta de média 8212 para a frente (FIR). Esta opção está disponível somente quando você seleciona Suavização no menu suspenso Tipo de filtragem. Rectangular 8212 Especifica que todas as amostras na janela da média móvel são ponderadas igualmente no cálculo de cada amostra de saída suavizada. Esta opção está disponível somente quando você seleciona Suavização no menu suspenso Tipo de filtragem e na opção Mover média. Triangular 8212 Especifica que a janela de ponderação em movimento aplicada às amostras é triangular com o pico centrado no meio da janela, descendo de forma simétrica em ambos os lados da amostra central. Esta opção está disponível somente quando você seleciona Suavização no menu suspenso Tipo de filtragem e na opção Mover média. Meia largura da média móvel 8212 Especifica a metade da largura da janela da média móvel em amostras. O padrão é 1. Para uma meia largura da média móvel de M, a largura total da janela de média móvel é N 1 amostras de 2M. Portanto, a largura total N é sempre um número ímpar de amostras. Esta opção está disponível somente quando você seleciona Suavização no menu suspenso Tipo de filtragem e na opção Mover média. Exponencial 8212Istrói os coeficientes IIR de primeiro orden. Esta opção está disponível somente quando você seleciona Suavização no menu suspenso Tipo de filtragem. Constante de tempo da média exponencial 8212 Especifica a constante de tempo do filtro de ponderação exponencial em segundos. O padrão é 0.001. Esta opção está disponível somente quando você seleciona Suavização no menu suspenso Tipo de filtragem e na opção Exponencial. Exibe o sinal de entrada. Se você transmitir dados para o Express VI e executá-lo, o sinal de entrada exibe dados reais. Se você fechar e reabrir o Express VI, o Sinal de Entrada exibe dados de amostra até que você execute o Express VI novamente. Exibe uma pré-visualização da medição. O gráfico de Exibição de resultados indica o valor da medida selecionada com uma linha pontilhada. Se você transmitir dados para o Express VI e executar o VI, a Visualização de resultados exibe dados reais. Se você fechar e reabrir o Express VI, a Visualização do resultado exibe os dados da amostra até que você execute novamente o VI. Se os valores da frequência de corte forem inválidos, a Visualização do resultado não exibirá dados válidos. Contém as seguintes opções: Nota: Alterar as opções na seção Modo de Visualização não afeta o comportamento do VI Filtro Express. Use as opções do modo de exibição para visualizar o que o filtro faz para o sinal. O LabVIEW não guarda essas opções quando você fecha a caixa de diálogo de configuração. Sinais 8212 Exibe a resposta do filtro como sinais reais. Mostrar como espectro 8212 Especifica se deseja exibir os sinais reais da resposta do filtro como um espectro de freqüência ou deixar a exibição como uma exibição baseada no tempo. A exibição de freqüência é útil para ver como o filtro afeta os vários componentes de freqüência do sinal. O padrão é exibir a resposta do filtro como uma exibição baseada no tempo. Esta opção está disponível somente quando você seleciona a opção Sinais. Função de transferência 8212 Exibe a resposta do filtro como uma função de transferência. Contém as seguintes opções: Magnitude em dB 8212Presenta a resposta de magnitude do filtro em decibéis. Frequência no log 8212Presenta a resposta de freqüência do filtro em uma escala logarítmica. Exibe a resposta de magnitude do filtro. Esta exibição está disponível somente quando você configura o modo Exibir para a função Transferir. Exibe a resposta de fase do filtro. Esta exibição está disponível somente quando você configura o modo de exibição para a função de transferência. Filtro de entalhe médio médio US 4232192 Filtro de entalhe médio móvel AA com uma característica de fase bem definida para uso na eliminação de freqüências de oscilação em um sistema de amplificação de som, O filtro médio é projetado para ter uma saída YK de acordo com a equação do sistema EQU1 em que b 1 são os coeficientes de ponderação, X Ki são amostras de entrada e K é uma constante. Este filtro pode ser projetado para ter uma característica de fase linear. Numa concretização, a localização do entalhe na resposta de frequência do filtro pode ser feita para rastrear automaticamente a deriva de uma frequência de oscilação acústica. (19) 1. Um sistema de amplificação de som compreendendo: primeiros meios de transdutor para fornecer um sinal de acordo com as excitações de onda de som nos meios de amplificação de ambiente para amplificar os referidos meios de filtro de sinal tendo um entalhe no mesmo correspondente a uma frequência de oscilação do referido sinal que é Para serem suprimidos e segundos meios de transdutor para converter a saída dos meios de filtro em excitações detectáveis por um ouvinte, em que a melhoria compreende os referidos meios de filtro sendo um meio de filtro de média móvel que tem uma resposta de freqüência com pelo menos um entalhe naquele, a saída YK Do referido filtro de média móvel sendo derivado de acordo com a equação de sistema EQU9 em que os bs são coeficientes de ponderação, os Xs são amostras de entrada dos referidos meios de amplificação, S e K são constantes e cada saída YK é composta de amostras M1, e em que A característica de fase dos referidos meios de filtro de média móvel está bem definida na vizinhança e na referida entalhe para limitar a Número de possíveis frequências de oscilação no entalhe para um número finito, em que o referido meio de filtro de média móvel compreende ainda: um meio de relógio para gerar um meio de memória de sinal de relógio para amostragem da saída dos referidos meios de amplificação de acordo com o referido sinal de relógio e para armazenar e Deslocando pelo menos amostras M1 de acordo com o referido sinal de relógio e meios de controle de relógio automático para controlar a freqüência do referido sinal de relógio de acordo com a saída dos referidos meios de filtro de média móvel para assim controlar a localização do referido pelo menos um entalhe na freqüência Resposta dos meios de filtro da média móvel. 2. Um sistema de amplificação de som como definido na reivindicação 1, em que o referido meio de filtro de média móvel inclui meios para tornar linear a referida característica de fase. 3. Um sistema de amplificação de som como definido na reivindicação 1, em que o referido meio de filtro de média móvel compreende: meios de memória para manter pelo menos meios de ponderação de amostras de entrada M1 para ponderar individualmente cada uma das referidas amostras de entrada M1 de acordo com a sua localização nos referidos meios de memória Meios de soma para adicionar as amostras de entrada M1 ponderadas e aplicar um sinal representativo desta soma como a saída YK dos referidos meios de filtro de média móvel e meios de relógio para gerar um sinal de relógio para controlar os referidos meios de memória para provar a saída dos referidos meios de amplificação para Obter uma nova amostra de entrada e para mudar corretamente as amostras de entrada M1 armazenadas nos ditos meios de memória de modo que a amostra de entrada armazenada em KiS seja armazenada na localização de memória KiS-1, onde 08806i8806M1 e a mais nova amostra de entrada são armazenadas no local da memória K e a entrada armazenada mais antiga no KNS é descartada. 4. Um sistema de amplificação de som como definido na reivindicação 3, em que os referidos meios de memória compreendem uma linha de atraso tapped com torneiras M1. 5. Um sistema de amplificação de som como definido na reivindicação 1, em que os referidos meios de controle de relógio automático compreendem: meios para reconhecer uma frequência de oscilação de realimentação na saída do referido meio de filtro de média móvel, primeiro meio para gerar um sinal proporcional à referida frequência de oscilação e segundo Meios para gerar um sinal de controlo de acordo com o referido sinal proporcional à referida frequência de oscilação para controlar a frequência do referido sinal de relógio. 6. Um sistema de amplificação de som como definido na reivindicação 5, em que o referido primeiro meio compreende um conversor de frequência para tensão para gerar uma tensão proporcional à frequência de sinais de saída seleccionados dos referidos meios de filtro de média móvel e um interruptor para aplicar o Sinais de tensão gerados pelos referidos primeiros meios para os referidos segundos meios em que os referidos meios de reconhecimento estão ligados à saída dos referidos meios de filtro de média móvel para fornecer um sinal de saída predeterminado quando uma frequência de oscilação está presente para fechar o referido comutador e em que o referido segundo meio compreende um Conversor de tensão para frequência para converter a tensão de saída aplicada do referido conversor de frequência para tensão por meio do referido comutador para uma frequência para controlar os referidos meios de relógio. 7. Um sistema de amplificação de som como definido na reivindicação 6, em que o referido primeiro meio inclui ainda uma memória para armazenar a tensão de saída do referido conversor de frequência para tensão aplicado durante o fechamento mais recente do referido comutador e meios para aplicar esta tensão armazenada Para o referido conversor de voltagem para frequência. 8. Um sistema de amplificação de som como definido na reivindicação 7, em que o referido primeiro meio inclui ainda um detector ligado à saída dos referidos meios de filtro de média móvel para gerar um sinal apenas quando a referida saída de filtro está acima de um valor de limiar. 9. Um sistema de amplificação de som como definido na reivindicação 8, em que o referido meio de reconhecimento inclui um detector de integrador para fechar o referido comutador quando a saída do referido integrador é próxima de zero depois de integrar um número de impulsos do referido detector de valor de limiar. 10. Um sistema de amplificação de som compreendendo: primeiros meios de transdutor para fornecer um sinal de acordo com as excitações de onda de som nos meios de amplificação de ambiente para amplificar os referidos meios de filtro de sinal tendo um entalhe no mesmo correspondente a uma frequência de oscilação do referido sinal a ser suprimido E os segundos meios de transdutor para converter a saída dos meios de filtro em excitações detectáveis por um ouvinte, em que a melhoria compreende os referidos meios de filtro sendo um meio de filtro de média móvel que tem uma resposta de frequência com pelo menos um entalhe na mesma, a saída YK da referida movimentação - o filtro de média sendo derivado de acordo com a equação de sistema EQU10 em que os bs são coeficientes de ponderação, os Xs são amostras de entrada dos referidos meios de amplificação, S e K são constantes e cada saída YK é composta de amostras M1, e em que a característica de fase Dos meios de filtro de média móvel é bem definido na proximidade e no referido entalhe para limitar o nu Uma variedade de possíveis frequências de oscilação no entalhe para um número finito e meios para controlar automaticamente a localização do referido pelo menos um entalhe na resposta dos referidos meios de filtro de média móvel de acordo com a saída do referido filtro de média móvel, em que a referida Meios de filtro de média móvel compreendem: um meio de relógio para gerar um sinal de relógio e meios de memória para amostragem da saída dos referidos meios de amplificação de acordo com o referido sinal de relógio e para armazenar e deslocar M1 amostras também de acordo com o referido sinal de relógio, e em que o referido controlo Os meios compreendem meios de controlo de relógio automático para controlar a frequência do referido sinal de relógio de acordo com a saída dos referidos meios de filtro de média móvel para assim controlar a localização do referido pelo menos um entalhe na resposta de frequência dos referidos meios de filtro de média móvel. 11. Um sistema de amplificação de som como definido na reivindicação 10, em que os referidos meios de controle de relógio automático compreendem: meios para reconhecer uma frequência de oscilação de retorno na saída dos referidos meios de filtro de média móvel e meios para gerar um sinal de controle a partir da referida frequência de oscilação de retorno detectada Para controlar o referido sinal de relógio. 12. Um sistema de amplificação de som como definido na reivindicação 10, em que os referidos meios de controle de relógio automático compreendem: um detector para detectar apenas sinais de saída dos referidos meios de filtro de média móvel acima de um limite predeterminado, um detector de integrador para determinar quando a saída do referido detector ocorre a Intervalos regularmente espaçados no tempo e meios para gerar um sinal de controle da saída do dito detector quando esta saída detectada ocorre em intervalos regularmente espaçados no tempo para controlar o referido sinal de relógio. 13. Um sistema de amplificação de som como definido na reivindicação 12, em que o referido meio de geração compreende: um conversor de frequência para tensão para gerar uma tensão proporcional à frequência de saída do referido detector, um interruptor controlado de acordo com a saída do dito detector de integrador uma memória Para armazenar o valor de tensão do referido conversor de frequência para tensão fornecido durante o fechamento mais recente do referido interruptor pelo dito detector de integrador e um conversor de tensão a freqüência para gerar uma tensão de controle de acordo com a tensão armazenada na referida memória para aplicação a Disse o relógio significa. 14. Um sistema de amplificação de som para um aparelho auditivo que compreende: um amplificador para amplificar os sinais de saída do referido microfone, um filtro com um entalhe correspondente a uma frequência de oscilação dos referidos sinais amplificadores que deve ser suprimida e um altifalante para converter o sinal de saída Do referido filtro para excitações detectáveis por um ouvinte, em que a melhoria compreende o referido filtro sendo um filtro de média móvel com uma resposta de frequência com pelo menos um entalhe no mesmo, sendo a característica de fase da função de transferência para o referido filtro de média móvel bem definida Na vizinhança e no referido entalhe para limitar o número de possíveis frequências de oscilação no entalhe a um número finito, e meios para controlar automaticamente a localização do referido pelo menos um entalhe na resposta do referido filtro de média móvel de acordo com o número Saída do referido filtro de média móvel, em que o referido filtro de média móvel compreende: um meio de relógio para gerar uma sig de relógio Nal e meios de memória para amostragem da saída do referido amplificador de acordo com o referido sinal de relógio e para armazenar pelo menos amostras de M1, e em que os referidos meios de controle compreendem meios de controle de relógio automático para controlar a freqüência do referido sinal de relógio de acordo com a saída do referido Filtro de média móvel para assim controlar a localização do referido pelo menos um entalhe na resposta de frequência do referido filtro de média móvel. 15. Um sistema de amplificação como definido na reivindicação 14, em que o referido filtro de média móvel inclui meios para fazer a referida característica de fase linear. 16. Um sistema de amplificação como definido na reivindicação 14, em que o referido filtro de média móvel compreende: meios de memória para manter pelo menos meios de ponderação de amostras de entrada M1 para ponderar individualmente cada uma das referidas amostras de entrada M1 de acordo com a sua localização nos referidos meios de soma dos meios de memória Para adicionar as amostras de entrada M1 ponderadas e aplicar um sinal representativo desta soma como a saída dos referidos meios de filtro e relógio de média móvel para gerar um sinal de relógio para controlar os referidos meios de memória para provar a saída do referido amplificador para obter uma nova amostra de entrada E para mudar adequadamente as amostras de entrada M1 armazenadas nos referidos meios de memória, de modo que cada amostra de entrada armazenada na localização de memória Ki seja agora armazenada na localização de memória Ki-1, onde 08806i8806M1 e a mais nova amostra de entrada são armazenadas na localização de memória K e A amostra de entrada armazenada mais antiga é descartada. 17. Um sistema de amplificação como definido na reivindicação 16, em que o referido meio de memória compreende uma linha de atraso tapped com torneiras M1. 18. Um sistema de amplificação como definido na reivindicação 14, em que os referidos meios de controlo de relógio automático compreendem: meios para reconhecer uma frequência de oscilação de realimentação na saída do referido filtro de média móvel e meios para gerar um sinal de controlo a partir da referida frequência de oscilação de retorno detectada para controlar Disse o sinal do relógio. 19. Um sistema de amplificação como definido na reivindicação 14, em que os referidos meios de conftrol de relógio automático compreendem: um detector para detectar apenas sinais de saída do referido filtro de média móvel acima de um limite predeterminado, um detector de integrador para determinar quando a saída do referido detector ocorre regularmente espaçada Intervalos no tempo e meios para gerar um sinal de controle da saída do dito detector quando esta saída detectada ocorre em intervalos regularmente espaçados no tempo para controlar o referido sinal de relógio. ANTECEDENTES DA INVENÇÃO 1. Campo da Invenção Esta invenção relaciona-se geralmente com sistemas de amplificação de som, e mais particularmente com um filtro estável para eliminar o feedback acústico em tais sistemas. 2. Descrição da técnica anterior O presente invento encontra aplicações em uma variedade de sistemas de amplificação de som, incluindo sistemas de endereço público e outras situações em que há amplificação de som substancial e problemas de oscilação de feedback relacionados. Contudo, como a presente invenção é especialmente adequada para aplicações de aparelho auditivo, a invenção será explicada no contexto de um sistema de aparelho auditivo. Como é bem conhecido na arte do aparelho auditivo, cada instrumento associou-se a ele a capacidade de oscilação quando algum sinal de saída do instrumento é alimentado acústicamente no microfone. Esta situação é ilustrada na forma de diagrama de blocos na FIG. 1, em que o número 14 designa um aparelho auditivo com uma função de transferência H HA (f) tendo uma entrada x na linha 10 e uma saída y na linha 15. Para fins de explicação, assumirá que este sistema de aparelho auditivo particular é um Sistema linear. Um caminho de feedback com uma função de transferência H FB (f) geralmente é obtido por acoplamento mecânico do receptor e transdutores de microfone no próprio aparelho auditivo, ou mais comumente, em virtude de um vazamento entre o canal auditivo e o molde da orelha. Para o acoplamento mecânico, a função de transferência de feedback pode ser modelada como H FB (f) 945. Para o vazamento do canal auditivo, a função de transferência de feedback pode ser modelada como H FB (f) 945e - j2 960f964. Ambos os modelos acima mencionados são baseados no pressuposto de que 94588061. Esta função de transferência de feedback é mostrada na FIG. 1 pelo número 16 que toma uma entrada da linha de saída 15 e aplica o seu sinal de saída como uma entrada para um adutor 12 que tem a linha de entrada 10 como a outra entrada. A função de transferência do sistema total mostrado na FIG. 1 torna-se assim: EQU2 Para obter a estabilidade para o sistema de feedback acima, os pólos da função de transferência acima mencionada, equação 1, são necessários para ter partes reais negativas. Se os pólos desta função de transferência não tiverem partes reais negativas, então a instabilidade ocorrerá nas raízes características do polinômio do denominador complexo: Esta equação se traduz em duas contrapartes reais: as Equações 3 e 4 determinam quando e onde essa instabilidade de feedback ocorrerá. Nos aparelhos auditivos concebidos para proporcionar ganho, a quantidade H HA (f) pode ser muito grande. Para ambos os modelos de caminho de feedback observados acima, a função de magnitude de realimentação H FB (f) 945. Assim, de acordo com a equação 3, 945 deve ser feita o mais pequeno possível, a fim de permitir que o maior ganho de aparelho auditivo seja realizado antes do feedback ocorrer. No entanto, existem limites físicos para a pequenez de 945 porque as fugas do canal auditivo não podem ser totalmente evitadas. Assim, de acordo com a equação 3, a função de magnitude H HA (f) que representa o ganho de aparelho auditivo deve ser limitada se não houver nenhuma oscilação de retorno. A resposta de frequência do sistema total com feedback é mostrada na FIG. 2 em que há uma única frequência de retorno de oscilação f fb na banda de frequência de interesse. Para um sistema com a resposta de frequência mostrada na FIG. 2, é evidente que uma solução para este problema de oscilação de feedback seria usar um filtro de entalhe para modificar a função de magnitude H HA (f), de modo que a função de transferência resultante se desvaneça na freqüência de oscilação. Este filtro de entalhe pode ser representado por uma função de transferência: o diagrama de blocos modificado agora aparece como mostrado na FIG. 3. A única mudança nessa figura foi a adição da função de transferência 18 representando a função de transferência do entalhe. Usando uma derivação análoga à derivação para as equações 3 e 4, as seguintes equações de estabilidade podem ser obtidas para o sistema da FIG. 3: Ao fazer a função de magnitude H NOTCH (f) muito pequena para uma frequência de oscilação particular, parece possível eliminar essa frequência de oscilação. Não discutimos as equações 4 e 7 em conexão com a determinação da função de transferência de entalhe apropriada. No entanto, essas equações determinam onde, no intervalo de freqüência, as oscilações ocorrerão, se ocorrerem. O filtro de entalhe convencional é tipicamente um filtro analógico compreendendo uma cascata de várias seções de segundo orden cada uma com uma função de transferência da seguinte forma: EQU3 Cada uma dessas funções de segunda ordem exibirá uma magnitude de função de transferência H CONV (f) como mostrado na FIG. 4, e uma característica de fase como mostrado na FIG. 5. É claro a partir de uma revisão da FIG. 5, que na freqüência de entalhe 969 N. Onde 969 N 969 0 1, a característica de fase salta em 960 radianos. Assim, exatamente na frequência de entalhe f N. Onde, idealmente, a magnitude da função de transferência H NOTCH (f) desaparece, a característica de fase 952 CONV (f) não é determinada com precisão. O efeito da natureza indeterminada da característica de fase deste filtro de entalhe é que a equação 7 não será mais um limite no número de soluções de freqüência para a equação 6 que causará oscilação de retorno. Uma vez que o alto ganho do aparelho auditivo típico fará com que a equação 6 seja satisfeita por várias frequências, o sistema irá oscilar em qualquer uma dessas frequências e ainda satisfazer a equação 7. Em circunstâncias práticas, o filtro de entalhe convencional pode ser ligeiramente Desajustado, para que o entalhe ocorra um pouco acima ou um pouco abaixo da frequência inicial de oscilação. Uma revisão das características de fase mostradas na FIG. 5 demonstra que a fase na freqüência de entalhe agora é determinada. Portanto, as soluções para as equações 6 e 7 permitirão que apenas um conjunto finito de freqüências de oscilação ocorra. No entanto, a partir de uma revisão da magnitude da função de transferência mostrada na FIG. 4, pode-se ver que esse ligeiro desajuste causará apenas uma pequena redução de ganho na frequência de oscilação f N. Assim, o aumento de ganho correspondente em H HA (f) será limitado a alguns db no máximo. Várias tentativas foram feitas para resolver este problema de feedback acústico em conjunto com outros objetivos de design. A título de exemplo, uma aplicação em disputa por Graupe, Beex e Causey, Ser. O número 660513, arquivado em 23 de fevereiro de 1976, trata de um tipo auto-regressivo ou filtro recursivo para adaptar a resposta de freqüência de um filtro a uma resposta de freqüência desejada necessária para compensar os defeitos no espectro de freqüência de um ouvinte particular. Qualquer filtro digital do tipo recursivo deve ter um método de amostragem de entradas (ou seja, níveis de som em vários momentos) e combinar as informações obtidas com esse método de amostragem para chegar ao controle exercido pelo sistema. Tais filtros digitais do tipo recursivo não são apenas amostra e usam dados do ambiente que estão sendo amostrados, mas também fazem uma computação baseada em cálculos prévios. O filtro revelado na aplicação acima mencionada é caracterizado pelo facto de serem geralmente menos amostras necessárias para obter a resposta de frequência de filtro particular desejada. Um número menor de amostras requeridas é possível graças à utilização do retorno recursivo do sistema que proporciona termos adicionais que variam de acordo com Y (K-1). Y (K-2), etc. Este tipo de filtro pode ser projetado especificamente para ter um entalhe para remover as freqüências de feedback acústico. No entanto, este tipo de filtro pode ser instável em certas frequências devido aos pólos em sua função de transferência. Essa instabilidade ficaria aparente quando as entradas amostradas para o filtro recursivo são consecutivamente zero para várias leituras, pois haverá uma saída mesmo que as entradas tenham permanecido zero durante um período prolongado de tempo. Em comparação com um filtro de média móvel, esse tipo de filtro geralmente é mais sensível às variações de parâmetros devido aos menores parâmetros usados no sistema. Ou seja, as mudanças na resposta de freqüência causadas pela deriva de temperatura e outras tolerâncias dos componentes serão muito maiores em comparação e, em alguns casos, podem conduzir um sistema estável à instabilidade. Além disso, com um filtro recursivo conforme divulgado na aplicação acima mencionada, não é possível obter uma resposta de fase linear exata. (Veja a referência de Rabiner e Gold, a seguir, na página 206). Além disso, a mera existência de pólos em uma função de transferência de filtro fará com que a função de transferência tenha características de fase de mudança rápida na localização dos pólos. Veja Rabiner e Gold, página 824. Uma vez que uma implementação de entalhe em um filtro recursivo geralmente requer uma localização de pólo diretamente adjacente ao próprio entalhe, isso fará com que a característica de fase na freqüência de entalhe seja sujeita a mudanças rápidas ou mesmo comportamento indeterminado Como em filtros analógicos convencionais. OBJECTIVOS DA INVENÇÃO Um objeto da presente invenção é eliminar substancialmente o ganho de um sistema de som na frequência ou freqüências de oscilação para esse sistema por meio de um filtro que seja inerentemente estável. Um outro objectivo da presente invenção é remover uma frequência de oscilação de realimentação ou frequências de uma função de transferência do sistema de amplificação de som por meio de um filtro com uma característica de fase bem definida. Outro objecto adicional da presente invenção é remover uma frequência de oscilação de realimentação de uma função de transferência de sistema de som por meio de um filtro com uma característica de fase linear. Um outro objectivo adicional da presente invenção é construir um filtro de média móvel para evitar a ocorrência da frequência de oscilação de retorno de um sistema de som. Um outro objecto adicional da presente invenção é impedir que a frequência de oscilação de retroalimentação num sistema de som ocorra com um filtro que ajusta automaticamente o seu entalhe para remover uma frequência de oscilação de retorno em mudança. SUMÁRIO DA INVENÇÃO De modo a atingir os objectivos anteriores, a presente invenção estabelece um sistema de amplificação de som que inclui um filtro de média móvel com uma saída derivada de acordo com a equação de sistema EQU4, em que o sistema tem uma característica de fase bem definida para remover o feedback Freqüências de oscilação no sistema. Este filtro de média móvel pode ser projetado para ter uma característica de fase linear. Numa concretização deste invento, este filtro de média móvel pode ser concebido para mover automaticamente o entalhe para cancelamento da frequência de oscilação de realimentação de acordo com as mudanças naquela frequência de oscilação de retorno. BREVE DESCRIÇÃO DOS DESENHOS A FIG. 1 é um diagrama de blocos que ilustra a configuração de feedback da função de transferência em um sistema de som típico FIG. 2 é uma representação gráfica de uma resposta de frequência típica com uma oscilação de feedback acústico a uma frequência FIG. 3 é um diagrama de blocos da função de transferência de um sistema de som com feedback acústico e um filtro de entalhe A FIG. 4 é uma representação gráfica da resposta de magnitude de um filtro de entalhe convencional utilizando uma segunda seção de ordem, a FIG. 5 é uma representação gráfica da característica de fase de um filtro de entalhe convencional utilizando uma segunda seção de ordem, a FIG. 6 é uma representação gráfica da localização de uma frequência de oscilação nas parcelas de magnitude e fase para uma função de transferência de aparelho auditiva típica FIG. 7 é um diagrama de blocos esquemático de um método de implementação do filtro de média móvel da presente invenção A FIG. 8 é um diagrama de circuito esquemático que implementa a FIG. 7 e FIG. 9 é um diagrama de circuito esquemático que implementa o controle ajustável automaticamente da localização do entalhe do circuito da FIG. 7. DESCRIÇÃO DETALHADA DA FORMA DE REALIZAÇÃO PREFERIDA O sistema de amplificação de som do presente invento concentra-se principalmente na relação de fase dos sinais transmitidos através da mesma em oposição ao foco nas características de amplitude do sinal como na técnica anterior. Mais especificamente, o presente inventor reconheceu que, proporcionando uma característica de fase de filtro de entalhe bem definida sobre uma largura de banda de interesse, então o sistema terá um número finito estável de frequências de oscilação que podem ser entalhadas. Para obter o objetivo de uma característica de fase bem definida para o sistema, um filtro de média móvel, às vezes referido como um filtro de resposta de impulso finito ou um filtro não recursivo, foi escolhido para implementar o filtro de entalhe para amplificação de som Aplicações. A formulação básica de filtro de média móvel é: EQU5 em que Y K é a saída, os bs representam coeficientes para o filtro, os Xs são amostras de entrada, S é uma constante, e as amostras são somadas da amostra K-S através da amostra K-S-M. Para fins da discussão a seguir, assumirá que S0. Uma variedade de técnicas de design diferentes estão disponíveis para efetuar um filtro de entalhe em média móvel. A título de exemplo, as Seções 3.7 a 3.40 da Teoria de Referência e Aplicações do Processamento de Sinal Digital, de L. R. Rabiner e B. Gold, Prentiss Hall, Inc. Englewood Cliffs, N. J. 1975, descrevem várias técnicas de projeto de média móvel diferentes. Embora a presente invenção não esteja limitada a qualquer técnica de projeto de média móvel em particular, uma técnica de projeto para um filtro de entalhe simples será ilustrada, a título de exemplo. Esta técnica de projeto é implementada primeiro reescrevendo a equação (9) com transformações z, onde ze j2 960fT. A análise de transformação de Z é o meio normal de computar a resposta de freqüência em um domínio de tempo discreto. A este respeito, o círculo unitário obtido na utilização desta análise é análogo ao eixo j969 em uma análise de Fourier. Ao factorizar o termo X (z) da equação (10) obtemos a seguinte equação: Ao dividir ambos os lados da equação (11) por X (z), a equação (11) torna-se: EQU6 Ao colocar um ou mais dos zeros Da função H (z) no círculo da unidade, uma resposta de freqüência de filtro de entalhe simples é realizada. Assim, se agora escolhermos o bs tal que (b 0 b 1 z -1. B M z - M) 0 para z N e j2 960.spsp. fN T. então uma resposta de freqüência do filtro de entalhe é obtida com o entalhe localizado Na frequência f N e com a frequência de amostra f S igual a 1T. Uma variedade de programas de computador estão disponíveis para obter soluções para os coeficientes b. A título de exemplo, esta equação poderia ser resolvida de acordo com a referência A Programa de Computador para o Projeto de Filtros Digitais de Fase Linear Óptima de FIR, por J. H. McClellan, T. W. Parks e L. R. Rabiner, Transações IEEE em Áudio e Eletroacústica, Vol. AU-21, páginas 506-526, dezembro de 1973, que estabelece um programa detalhado de computador Fortran para projetar filtros digitais FIR. Outro programa de computador que poderia ser utilizado para obter soluções para a equação acima mencionada é apresentado no artigo Desenho estatístico de filtros digitais não recursivos, de D. C. Farden e L. L. Scharf, Transações IEEE em acústica, fala e processamento digital, Vol. ASSP-22, No. 3, junho de 1974, páginas 188-196, que descreve uma segunda rotina Fortran para uso no projeto de filtros digitais em média móvel. Requisitos adicionais podem ser impostos na solução para os coeficientes b por meio do programa de computador. Por exemplo, geralmente é desejável que a função de transferência H (z) seja bastante constante para frequências em ambos os lados da frequência de entalhe f N. A título de exemplo, se um entalhe com os limites 96080.01-96080.03 for inserido na resposta de freqüência, com a resposta de freqüência acima e abaixo deste entalhe sendo 1, então a tabela a seguir seria simplesmente inserida no computador. H (f) 1 para 0 a 9608 radianos H (f) 0 para 96080,01 a 96080,03 radianos H (f) 1 para 96080,03 a 960 radianos Em muitas aplicações é desejável ter um filtro de entalhe com uma característica de fase linear. Para obter essa característica de fase linear, a limitação b i b M-i para tudo o que devo inserir no computador. Esta limitação de simetria é discutida em maior detalhe na página 78 da referência de Rabiner e Gold, observada acima. A inserção dessa limitação de simetria no programa de computador produzirá uma característica de fase da forma 952 (969) - (N-12) 969. A partir de uma revisão desta equação, pode-se ver que a característica de fase linear do filtro depende apenas do número de coeficientes N utilizados no sistema. Assim, a soma total de todos os requisitos acima mencionados pode ser traduzida em uma resposta de freqüência desejada, e essa informação é escrita em um programa de computador. O filtro de entalhe concebido de acordo com o método anterior é capaz de aproximar zero a qualquer grau desejado numa fracção predeterminada da frequência de amostra f S ou 1T. A frequência de entalhe 969 N. Ou seja, 2960f N. Pode ser localizado em qualquer lugar da região 0, 960. Normalmente, a freqüência de entalhe 969 N será ajustada para menos de 9608 para permitir uma freqüência de amostra relativamente alta para manter a fidelidade do sinal. Com o filtro de entalhe projetado de acordo com o método acima mencionado, as fases 952 FB (f), 952 HA (f) e 952 NOTCH (f) terão uma resposta de fase bem definida, limitando assim o número de possíveis freqüências de oscilação Para um conjunto finito de acordo com as equações 6 e 7. Assim, é possível eliminar praticamente a resposta de freqüência do filtro de entalhe para este conjunto finito de freqüências de oscilação. Devido à natureza da resposta de freqüência típica do sistema de som H HA (f) e 952 HA (f), o conjunto prático de freqüências de oscilação geralmente compreende apenas uma única freqüência. FIG. 6 mostra esta frequência de oscilação f OSC em conjunto com uma função típica de transferência de aparelho auditivo. O próximo possível candidato para oscilação de acordo com a equação (7) é uma freqüência que é um múltiplo de 2960 longe da freqüência de oscilação f OSC. Esta frequência pode ser encontrada utilizando a porção de resposta de fase da FIG. 6. Para um aparelho auditivo típico, este candidato de oscilação possui uma característica de ganho que é substancialmente menor do que a frequência de oscilação inicial f OSC. Assim, normalmente há apenas uma freqüência de oscilação. No entanto, nos casos em que é desejável ter um aumento substancial no ganho global, essa frequência de oscilação se tornará uma segunda frequência de oscilação. Esta segunda frequência de oscilação pode ser compensada apenas pela concepção de um segundo entalhe na função de transferência do filtro de entalhe. Deve-se notar que este segundo entalhe também poderia ser utilizado para eliminar certos tipos de ruído ambiental. More specifically, this second notch could be utilized to remove environmental noise having a narrow frequency characteristic. Referring now to FIG. 7, there is shown a basic block diagram implementation for one embodiment of the present moving-average notch filter. An input X is applied on line 20 and then sampled which forms the input to a sequential memory 22. This memory device 22 operates to shift the input sample sequentially through a plurality of memory locations K through K-S-M where S is a constant, and M is a constant equal to the number of coefficients minus one. This shifting of of data in the memory from the addresses K to K-S-M is accomplished under control of pulses from a clock signal (not shown). For each of the memory locations K-S through K-S-M, the data held therein is applied to a respective multiplier for that memory location wherein it is multiplied by a weighting coefficient b i . where 08806i8806M. Each of the weighted outputs from the multipliers 24 is applied to an adder 26, which adds the respective multiplier 24 outputs to obtain an output signal Y proportional to the sum thereof. It should be noted that the constant S merely determines which set of consecutive memory locations will be weighted and applied to the adder. Thus, the setting of S to an integer not equal to zero causes older stored values to be utilized in the weighting and adding process. In other words, a delay period is inserted before the newest input sample is utilized in the weighting and adding calculation. Clearly, the simplest case for this device would be implemented with S0. From a review of the above discussion, it can clearly be seen that the output Y from the block diagram shown in FIG. 7 will comprise equation (9). This process of multiplying the input samples X K-S by b 0 . X K-S-1 by b 1 . through X K-S-M by b M is sometimes referred to as the linear convolution of the X K sequence with the b i sequence. On each clock pulse, a new input sample is applied to the storage location K and the data in each one of the storage locations is shifted to the next adjacent storage location and the weighting and addition sequences performed to obtain a Y K output. This procedure is repeated over and over, producing for every additional input sample, one additional output sample, according to the equation (9). For S0, this operation essentially reduces to utilizing the new input sample X K to obtain the new output sample Y K while at the same time, discarding the oldest input sample X K-M that was used in the previous step. The above realization of equation (9) shown in FIG. 7, is referred to as the direct form realization. Equation (9) can be realized in a variety of different forms. In this regard, see page 40 of the Rabiner and Gold reference noted above. The blocks K, K-1. K-S-M can among others be realized utilizing tapped delay lines discrete time memories, and digital computer storage. Referring now to FIG. 8, a circuit implementation of the block diagram shown in FIG. 7 is disclosed. A transducer 30 is provided for generating an electrical signal in accordance with sound-wave excitations in the environment. By way of example, this transducer could comprise a Knowles 1750 microphone. The output signal from the transducer 30 is applied via a coupling capacitor 32 to the negative input of an operational amplifier 34 biased in an amplification configuration. The output from the amplifier 34 is applied to the negative input of a second operational amplifier 36 which is also biased in an amplification configuration. The output from the second operational amplifier 36 is applied by means of a coupling capacitor 38 to the analog input of a tapped delay line 40. By way of example, this delay line may be implemented with a Reticon tapped delay line with 32 taps. (Only ten taps are shown and used in the figure). Thus, in the particular implementation shown, the number of coefficients M110. This tapped delay line 40 is operated under the control of clock signals 934 2 and 934 1 . There are a variety of methods of generating clock signals. The particular method utilized in the present implementation includes a connection of NAND gates 42 and 44 in a feedback configuration such that an oscillation frequency is obtained in accordance with the values of the resistors and capacitor shown in the feedback loop for these NAND gates. The oscillation frequency obtained from the NAND gate 44 is applied to a third NAND gate 46 which operates to invert and shape the signal. The output from the NAND gate 46 is applied to the T input of a D-type flip-flop 48. The flip-flop 48 operates to halve the frequency that appears at its input. The Q output of the flip-flop 48 is applied to the delay line 40 as the 934 2 clock signal. The Q output of the flip-flop 48 is applied to the delay line 40 as the 934 1 clock signal. By way of example, the above-noted NAND gates can be implemented by utilizing one-quarter of a quad two-input NAND chip MC14011 from Motorola Corporation, and the flip-flop 48 can be implemented by utilizing one-half of a dual D-type flip-flop chip CD 4013 from RCA CD4013. Referring again to the tapped delay line 40, the data sample held at each TAP location is shifted upward to a higher TAP number under control of the clock signal inputs from the flip-flop 48. The newest input sample from the analog input of the tapped delay line 40 is applied to the vacated TAP 1 location. Likewise, the oldest sample located in TAP 32 is deleted. An output signal from each tap flows through the resistor 43 to ground. The AC voltage at the junction point 41 will be proportional to the input sample held in the TAP. This voltage is applied via a blocking capacitor 45 to the respective weighting resistor 47 for that particular TAP. The values for these weighting resistors 47 are determined in accordance with the following equation: EQU7 By way of example, the weighting resistors for a particular set of b coefficients determined in accordance with the McClellan, Parks, and Rabiner computer program noted above is set forth on the drawing. In the figure, the TAP 1 represents the TAP or memory storage X K (assuming S0), the memory storage location for the newest input sample. Likewise, the TAP 2 represents the memory storage K-1, and so on. The weighted signals from the TAPs 1-10 are summed in the operational amplifiers 49 and 51. Two amplifiers are used in this circuit because some of the weighted inputs need to be negative. Thus, one adder sums the positive weighted inputs, while the other adder sums the negative weighted inputs. The output signals from the amplifiers 49 and 51 are applied to the negative and positive inputs of the operational amplifier 50, which is connected in a differential amplifier configuration. The amplifier 50 subtracts one input from the other and applies its output via a coupling capacitor 52 to a speaker 54. By way of example, the speaker 54 may comprise a Knowles BK1604 receiver. Likewise, the operational amplifiers 34, 36, 49 and 51 may comprise Raytheon chips RC4156 (only one-fourth of the chip is needed for each operational amplifier. The operational amplifier 50 may comprise one-half of a Raytheon chip RC4558. It should be noted that the tapped delay line 40 and the weighting configuration 43, 45 and 47 could alternatively be implemented by means of a RETICON R5602 Transversal Filter. In the present configuration, all of the integrated circuit chips were energized with one 9 V battery cell. It should again be emphasized that there is a wide variety of techniques for implementing equation (9). The particular configurations shown in FIG. 7 in block diagram form, and in FIG. 8 in schematic circuit form, comprise only one technique out of many that could be used for implementing equation (9). Thus, the present invention is in no way limited to this particular block diagram and circuit implementation. It should be noted that the feedback path characteristics (th e feedback transfer function) shown in FIG. 1, may drift or change with time. In such cases, it is desirable to have a notch filter which automatically adjusts its notch location in the filter frequency response so that it tracks the feedback oscillation frequency changes. The circuit shown in FIG. 9 is one implementation for a control system for an automatically adjustable notch filter. It should be noted at the outset, that a notch in the frequency response of digital filters and discrete-time filters can be shifted in frequency by varying the sampling frequency or clock frequency controlling the filter. This can be seen by noting that the moving-average notch filter of the present invention will have a transfer function in accordance with the following equations: EQU8 In this equation, the sampling period T has been substituted by 1f S . the reciprocal of the sampling frequency. Thus, it can be seen that if the sampling frequency f S is changed to a different value, such as for example 2f S . then the transfer function for the changed moving-average notch filter will have the same gain and phase response as that for the original sampling frequency f S but now at double the frequency of the original. In other words, the location of the notch has been changed from the frequency f N to the frequency 2f N . From the foregoing discussion of FIGS. 7 and 8, it can be seen that the sampling frequency f S can be changed by merely changing the clock frequency controlling the memory device 22 of FIG. 7 or the tapped delay line 40 of FIG. 8. In the implementation of FIG. 8, the frequency controlled clock signal could merely be applied to the T input of the flip-flop 48 instead of the oscillator circuit shown in FIG. 8. There are a variety of techniques for effecting this adaptive control of the clock sampling frequency for the digital notch filter. The circuit in FIG. 9 is based on the assumption that a feedback oscillation signal is relatively large in amplitude and has rather evenly spaced zero-crossings. Thus, the output signal Y K from the moving-average notch filter is applied to a detector 60 comprising an operational amplifier 62. The operational amplifier 62 is properly biased at its input such that it will detect only signals having a voltage amplitude above a particular threshold voltage. This threshold voltage is usually set such that the detector 60 will detect only signals using almost all of the total dynamic range of the system. The square wave output from the operational amplifier 62 is applied to a frequency-to-voltage converter 64 which operates to generate a voltage proportional to this oscillation frequency. The voltage output from the frequency-to-voltage converter 64 is then applied to a sampler 65 comprising a switch 66, a capacitor 68, and an operational amplifier 70. The voltage signal from the frequency-to-voltage converter 64 charges the capacitor 68 when the switch 66 is initially closed. The capacitor 68 acts as a memory element to memorize the voltage proportional to the last feedback frequency applied from the frequency-to-voltage converter 64. The voltage on the capacitor 68 will be maintained until the switch 66 is again closed. At that time, the voltage on the capacitor 68 will either be charged to a higher level or discharged to a lower level in accordance with the voltage applied from the frequency-to-voltage converter 64. Thus, the voltage on the capacitor 68 is always representative of the oscillation feedback frequency generated by the frequency-to-voltage converter 64 on the most recent closing of the switch 66. The operational amplifier 70 is connected in a voltage follower configuration such that a high load impedance is presented to the capacitor 68 to thereby prevent leakage of the capacitor voltage. The output of the voltage follower 70 is a voltage representative of the voltage held on the capacitor 68. This output voltage from the voltage follower 70 is applied to a voltage-to-frequency converter 72 which operates to generate a control signal frequency for application to the T input of flip-flop 48 instead of the oscillator circuit shown in FIG. 8. In the present implementation, the frequency that would be generated in accordance with the output from the amplifier 70 is not sufficient to properly control the clock oscillator. Thus, a frequency translator 74 comprising a digital divider 76 is included in the circuit. This circuit essentially forces the voltage-to-frequency converter 72 to generate a control frequency f C proportional to the input voltage from the amplifier 70 multiplied by a constant L. This multiplication is accomplished by taking the output signal from the voltage-to-frequency converter 72 and applying it to a digital divide-by-L circuit 76, to thereafter apply this in frequency divided signal to the control input of the block 72. It should be noted that certain loud speech sounds with amplitudes using the total dynamic range of the system will also be detected by the detector 60. In order to prevent the utilization of these loud speech sounds in the adaptive control of the notch, an integratordetector circuit 78 is included. The inclusion of this integratordetector circuit 78 is based on the assumption that a feedback oscillation signal will have regularly spaced zero crossings and will therefore produce output pulses at extremely regular intervals from the detector 60. Thus, the circuit 78 is designed to possibly close the switch 66 only after a certain fixed number of detected pulses have been applied to the integrator. The integrator 78 comprises an operational amplifier 82 with a capacitor 80 connected to its input terminal such that it is in an integrator configuration. The output from the detector 60 is applied to this input terminal of the amplifier 82. Whenever in the particular configuration shown in FIG. 9, a genuine feedback oscillation signal occurs, a fixed number of positive and negative pulses will be applied to the integrator such that the integrator output voltage is close to zero. A close to zero voltage output from the integrator 78 will close switch 66 via a detector. When the switch 66 is closed, the voltage output from the frequency-to-voltage converter 64 is applied to the capacitor 68 to charge or discharge that capacitor to a voltage proportional to a new feedback oscillation frequency in accordance with the above discussion. This new feedback oscillation frequency will then be applied to the voltage-to-frequency converter 72 to generate a frequency that controls the sample frequency for the circuit shown in FIG. 8. The frequency-to-voltage converter 64 and the voltage-to-frequency converter 72 may be implemented, by way of example, by Raytheon chips 4151. These converters could also be implemented by the RCA COSMOS Micropower Phase Lock Loop chip CD 4046 which includes a frequency-to-voltage converter, a voltage-to-frequency converter, and the capability of frequency translation on a single chip. While I have shown and described several embodiments in accordance with the present invention, it is understood that the same is not limited thereto but is susceptible to numerous changes and modifications as known to those skilled in the art and I therefore do not wish to be limited to the details shown and described herein but intend to cover all such changes and modifications as are encompassed by the scope of the appended claims.33 views (last 30 days) Im rotating an electric machine by using dSPACE This machine has two phases and thats why I need to know the average current and voltage for a period of 180 degree. I searched for a moving average filter in Simulink but Im not able to find what I want. The sample time is fixed and the speed of the electric machine will vary. This means that by using different rotational speeds the number of samples should be different to cover the period of 180 degree. What will be the easiest way to do this (using memory blocks is not an option because than I need several hundreds of them). Is there maybe a nice function block what is able to do this 0 Comments Select Your Country
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